1引言

自從1994年單片開關電源問世以來，為開關電源的推廣和普及創(chuàng)造了條件。開關電源的應用涉及到各種電子電器設備領域，如程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。各種新技術、新工藝和新器件如雨后春筍般，不斷問世，使得開關電源的應用日益普及。開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，從最初的20kHz提高到現(xiàn)在的幾百kHz甚至幾兆赫茲，高頻化帶來開關電源的小型化。目前，開關電源正朝著高效節(jié)能、安全環(huán)保、小型化、輕便化方向發(fā)展。

2LT3573簡介

LT3573是一種單片開關穩(wěn)壓器件，專為隔離型反擊式拓撲結構而設計。在隔離型反激拓撲結構中，變壓器原邊電路要時時感知到副邊輸出電壓的變化信息，以便維持輸出電壓穩(wěn)定。在以往的電路拓撲結構中，常常采用光電耦合器件或者另外新增變壓器繞組，來得到輸出電壓反饋信息。光電耦合器件存在的問題是：①耗費輸出功率；②成本新增，電路結構便得復雜；③有限的動態(tài)響應、器件非線性、老化等，都會帶來麻煩。

另外若新增變壓器或變壓器繞組，無形就會使變壓器物理尺寸變大，成本新增，其動態(tài)響應也不怎么樣好。而LT3573則無需外接光電耦合器件或第三繞組，其特有的內置反激誤差放大器，在二次側繞組電流為零時，反激誤差放大器開始取樣輸出電壓信息，直接從變壓器原邊的反激電壓波形檢測輸出電壓的變化信息，自動維持輸出電壓的穩(wěn)定性，這也是此IC設計的亮點之所在。反激電壓由于RFB和Q2的用途，變換成電流，這個電流幾乎全部流過電阻RREF，形成反饋電壓，進入反激誤差放大器，并與其1.22V的參考電壓進行比較，以便后續(xù)電路能調整開關管的占空比，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的，如圖1所示。

圖1LT3573內部拓撲結構框圖

一個1.25A、60V的NpN型功率開關管以及全部控制邏輯單元都集成到一個16引腳MSOp封裝的LT3573內部。極大地簡化了該集成塊應用的外圍電路設計工作，在3V~40V的輸入電壓范圍內工作，最大輸出功率值可達7W?？蓱糜谝綦x型電源的眾多領域，比如工業(yè)、醫(yī)療、數據通信、汽車應用、低功率poE和VoIp電話接口等。

LT3573工作于邊界模式，與對等的持續(xù)傳導模式設計相比較，邊界模式工作允許使用較小的變壓器。

3鉗位電路的設計

變壓器漏感Lsl（無論原邊還是副邊），如圖2所示，會在原邊引起一個電壓尖峰出現(xiàn)。當輸出開關關閉后，這個尖峰隨著更高的負載電流越來越尖，這就要選擇能量吸收網絡消耗掉漏感中儲存的能量。在大多數情況下，要用緩沖電路，以防止過壓擊穿輸出開關節(jié)點。所以，變壓器漏感應盡量減少。

選擇吸收網絡鉗位反激開關電壓尖峰。由于開關變壓器的漏感出現(xiàn)的電壓尖峰，反激電壓可由下式計算：

（1）

其中：VF—變壓器二次側整流二極管D2正向壓降；

ISEC—變壓器二次側電流；

ESR—二次回路的總阻抗；

NpS—變壓器有效的原副邊匝數比；

VOUT—輸出電壓。

這個電壓和輸入電壓之和（VIN+VFLBK）直接加到了功率開關管Q1的集電極上，容易造成功率開關管Q1的二次擊穿而損壞。為了鉗位電壓尖峰值在開關管的額定值以內，最常用RCD吸收電路，使得開關管關斷期間，儲存在漏感中的能量轉移到吸收網絡電容C1里，并且最終消耗在電阻R1上，如圖2所示。

圖2RCD吸收電路圖

這里的鉗位二極管D1開關速度要足夠快，否則，開關管關斷瞬間，漏感尖峰無法及時傳遞到電容C1上而會在開關管Q1集電極出現(xiàn)瞬間高壓，如圖3所示。因此，肖特基二極管通常是最好的選擇。

圖3開關管Q1集電極電壓波形示意圖

一旦鉗位二極管D1開通，漏感電流就會被C1吸收，吸收時間不得長于150ns，如圖3所示的tSp<150ns，否則，會干擾輸出電壓的穩(wěn)定性。

吸收電阻R1影響電壓尖峰幅度Vc和持續(xù)時間tSp，tSp時間不能過長，否則會引起檢測輸出電壓失真，如圖所示。

4開關變壓器設計

4.1原邊最小電感量

因為LT3573通過檢測開關變壓器原邊反激脈沖波來調整隔離輸出電壓。當二次側繞組傳導電流時，LT3573就從SW引腳獲得輸出電壓信息，這時，取樣電路要一個最低限度的時間取樣輸出電壓。為了保證足夠的取樣時間，原邊就要保持一個最低電感值LpRI。該電感值計算公式如下：

（2）

式中：

toff(MIN)=350ns，開關管最小關斷時間；

IMIN=250mA，轉換器的最低電流限制。

4.2變壓器匝數比

一般來說，選擇變壓器匝數比，是為了最大限度地獲得輸出功率，也可使轉換器有足夠的電流處理能力，但是匝數比不能太大了。關于低輸出電壓（3.3V或5V）來說，用原邊匝數數倍于副邊匝數（N:1）以最大化變壓器的電流增益（和輸出功率），此時SW引腳的電壓等于最大輸入電源電壓加上輸出電壓乘以匝數比的和。這個數值必須保持在SW引腳的VSW(MAX)值之下，以防止內部電源開關管崩潰。綜合這些條件，對某一特定應用來說，要設置一個匝數比的上限值N，選擇一個匝數比足夠低的變壓器。

（3）

其中：VSW(MAX)為開關管最大電壓應力。根據電路仿真，得出如表1所示的在不同變壓器匝數比情況下，開關電壓應力和輸出電流能力。

表1開關電壓應力和輸出電流能力與匝數比

5實際應用電路及仿真分析

仿真實驗電路如圖4所示，采用12V輸入電壓，開關變壓器原副邊的繞組匝數比設為3:1，RREF引腳外接對地參考電阻，阻值一般設為6.04k，此電阻值不能偏離6.04k過大，一般百分之幾的變化是可以接受的，否則，會引起大的輸出電壓誤差。RFB為外部反饋電阻器的輸入引腳，此處阻值設為80.6k。此引腳連接到變壓器的原邊（Vsw）。這個電阻與RREF電阻的比值，決定了輸出電壓（加上任何非一體化的變壓器匝數比的影響）。在反激期間，通過這個電阻的平均電流大約為200μA。也可以用如下公式來確定RFB與RREF之間的關系：

（4）

其中：—開關管Q1的Ic/Ie比值，典型值為0.986；

VTC—0.55V；

VBG—內部帶隙基準電壓。

圖4實際應用電路示例

Tc引腳內部連接了一個正溫度系數電流源到RREF引腳，引腳外部接輸出電壓溫度補償電阻，出現(xiàn)的電流正比于絕對溫度，仿真時阻值設為28.7k。RILIM最大電流限制調整引腳，用一個10k的電阻就可以讓LT3573達到最大工作電流能力。/UVLO為關斷/欠壓閉鎖引腳，連接到Vin的電阻分壓器固定在此引腳上，以便供應LT3573工作的最低輸入電壓。當電壓低于約0.7V時，內部電路幾乎沒有靜態(tài)電流。當>0.7V且<1.25V時，該部分將有10μA的電流，但內部電路將繼續(xù)關閉。當>1.25V時，內部電路將開啟并且有10μA電流將輸入SS引腳。

電路仿真各個關鍵電位的波形如圖5所示。從波形圖上可以驗證，邊界模式每個周期讓二次側電流歸零，這樣寄生電阻的電壓降不會導致負載穩(wěn)定性誤差。電路可穩(wěn)定輸出5V直流電壓，0.5A的直流電流，額定功率達到2.5W。輸入電壓為12V時，開關管Q1最大電壓應力約28V，符合預定設計目標。

圖5電路仿真關鍵點波形

6結束語

此種電路設計的亮點在于沒有使用光電耦合器件，或變壓器，或變壓器繞組，而是靠檢測開關管集電極電壓波形來穩(wěn)定輸出電壓，簡化了外圍電路，既防止了電路額外的功率損耗，同時又新增了電路的可靠性。