如今人們比以往任何時候都更依賴電子設(shè)備。隨著智能手機、平板電腦和筆記本電腦等電子產(chǎn)品的便攜化，它們占據(jù)了我們?nèi)粘Ｉ钪性絹碓蕉嗟目臻g和時間。由于能夠即時和無縫地接觸到世界各地的其他人群和信息，持續(xù)、無限和無界的溝通、聯(lián)系和任務(wù)分配已成為生活標(biāo)配。

這對功率半導(dǎo)體行業(yè)有何影響呢？這些便攜式產(chǎn)品要依靠電池供電，因此，能夠使用它們的根本前提是有充電器或適配器（取決于額定功率）來給它們充電。而這就是微電子技術(shù)的用武之地。在確定了要充電器/適配器來為我們（智能）設(shè)備的電池充電之后，下面的問題是：我們愿意花費多少時間在充電上？答案顯而易見：越少越好。這正是快速充電越來越受歡迎的原因。但是快速充電只能通過提高充電器/適配器的供電能力來實現(xiàn)。除了充電時間，充電器的重量也是要重點考慮的因素——因為通常要隨身攜帶，所以充電器當(dāng)然是越輕越好。這就是為何我們要功率密度更高的充電器/適配器，以便它們能在物理尺寸或重量不新增的情況下輸出更大的功率。

助力充電器和適配器達(dá)到更高功率密度

就一個全封閉的適配器而言，在通過高開關(guān)頻率或封裝創(chuàng)新來縮小尺寸的同時，還必須考慮到效率的提高，以便能夠使元器件和適配器外殼維持較低的溫度。圖1以一個65W的適配器為例，展示了功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關(guān)系。顯然，要想將功率密度提高到20W/in3以上，適配器的效率必須達(dá)到92.5%以上。通常情況下，關(guān)于擁有通用輸入電壓范圍（90Vac-264Vac）的充電器和適配器而言，滿足最低效率要求所需的關(guān)鍵工作點參數(shù)為：

?最大持續(xù)輸出功率

?最小輸入電壓（通常為90Vac）

這其中的原因是，在上述工作點下，傳導(dǎo)損耗達(dá)到最大，從而使整體效率相比高輸入電壓的情況變差。

圖1：就65W適配器而言，功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關(guān)系。

單開關(guān)準(zhǔn)諧振（QR）反激拓?fù)湓陔娫催m配器應(yīng)用中受到廣泛采用：它的工作模式為非持續(xù)導(dǎo)通模式（DCM），能在低輸入電壓情況下實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS），在高輸入電壓情況下實現(xiàn)部分硬開關(guān)。但是，由于在高輸入電壓時發(fā)生硬開關(guān)工作，加上無法回收變壓器泄漏能量，因此適配器可以達(dá)到的最大開關(guān)頻率會受到限制。

為了克服這些局限，設(shè)計人員正在開發(fā)具備以下特性的拓?fù)洌?/p>

?在任何輸入電壓和負(fù)載情況下實現(xiàn)軟開關(guān)（ZVS）工作

?回收變壓器泄露能量

眾所周知，有源鉗位反激（ACF）是一種能同時滿足上述兩條要求的拓?fù)?。軟開關(guān)工作可以防止開通損耗，實現(xiàn)相對較高的開關(guān)頻率（通常高于120kHz）。此時，剩余的影響MOSFET的重要損耗機制只有關(guān)斷損耗、傳導(dǎo)損耗和所謂的“Coss滯回?fù)p耗”——將在下一節(jié)中講述。

Coss滯回?fù)p耗

如前所述，要想以高密度適配器通常使用的相對較高的開關(guān)頻率進(jìn)行高效地工作，必須使用軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)能讓器件實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS），也即MOSFET只有在漏源電壓達(dá)到0V（或者接近0V的值）時才能開通。這種模式可以防止在總開關(guān)損耗中通常占據(jù)主導(dǎo)地位的開通損耗。遺憾的是，由于輸出電容的“非無損”特性，所有高壓超結(jié)（SJ）MOSFET都面對一種額外的損耗。也就是說，當(dāng)MOSFET輸出電容（Coss）經(jīng)過充電然后再放電時，會有部分能量受到損失，因此即使在ZVS條件下工作，也無法恢復(fù)存儲在輸出電容中的全部能量（Eoss）。這種現(xiàn)象與Coss的滯回特性有關(guān)，在0V到100V之間完成一個Coss充放電周期時，借助大信號測量即可觀察到這種現(xiàn)象，如圖2所示。這就是這類損耗通常被稱為Coss滯回?fù)p耗（簡稱為Eoss，hys）的原因。

圖2：Coss的滯回特性。

由該損耗機制引起的功率損耗取決于：

技術(shù)：當(dāng)芯片尺寸乃至RDS（on）相同時，不同技術(shù)的Eoss，hys不同，比如CoolMOSpFD7和CoolMOSp7的Eoss，hys就不同。

擊穿電壓：關(guān)于同樣的技術(shù)，Eoss，hys隨電壓等級的提高而新增，也即650V器件的Eoss，hys通常比基于相同技術(shù)的600V器件大。

開關(guān)頻率fsw：由于Coss的充放電周期在每個開關(guān)周期內(nèi)都會發(fā)生一次，因此由該損耗機制引起的功率損耗與開關(guān)頻率（fsw）成正比。

RDS（on）等級：這個損耗不僅會影響器件的Coss，而且取決于芯片尺寸，也即關(guān)于同樣的技術(shù)，RDS（on）較小的MOSFET會表現(xiàn)出較大的Eoss，hys損耗。

600VCoolMOSpFD7與CoolMOSp7相比，Coss滯回?fù)p耗降低了41%，從而使軟開關(guān)應(yīng)用中的效率得到顯著提升。

MOSFET損耗的重要來源

為了更好地估計Coss滯回?fù)p耗對最終應(yīng)用的影響，可以通過仿真和計算來確定擊穿損耗。圖3以基于ACF拓?fù)涞?5W適配器為例，顯示了在低輸入電壓和滿載情況下（如前所述，從殼溫的角度來看，這是適配器最為關(guān)鍵的工作點），不同損耗機制對高邊（HS）和低邊（LS）MOSFET總損耗的影響。ZVS經(jīng)過優(yōu)化，可以降低總系統(tǒng)損耗，即在25V時導(dǎo)通低邊MOSFET（部分ZVS模式），而高邊MOSFET工作在完全ZVS模式下。

圖3：就65W適配器而言，不同損耗機制對高邊（HS）和低邊（LS）MOSFET總損耗的影響。

從圖中可以看出，當(dāng)高邊和低邊開關(guān)都使用120mΩ600VCoolMOSp7（IpA60R120p7）SJMOSFET時，Coss滯回?fù)p耗占MOSFET總損耗（高邊+低邊）的44%，而傳導(dǎo)損耗以40%的占比成為第二大的影響機制。包括柵極驅(qū)動損耗以及開通和關(guān)斷損耗在內(nèi)的所有其他損耗機制，在總損耗中的占比只有不到20%。

在已經(jīng)確定Coss滯回?fù)p耗對低輸入電壓和滿載條件下的效率有重大影響，且將600VCoolMOSpFD7針對這些損耗進(jìn)行了專門優(yōu)化之后，接下來自然是將CoolMOSp7（IpA60R120p7）替換成新的CoolMOSpFD7（IpAN60R125pFD7S），以便對應(yīng)用中的實際損耗降低進(jìn)行量化。

如圖3所示，將CoolMOSp7替換成pFD7后，器件總損耗降低了22%（0.33W），這對適配器的最終效率有非常積極的影響。

實驗結(jié)果

為了用實驗驗證用CoolMOSpFD7替換CoolMOSp7可以降低MOSFET的損耗，我們在低輸入電壓和約155kHz的開關(guān)頻率下，對ACF測試板進(jìn)行了全面的測量。圖4所示為CoolMOSp7與CoolMOSpFD7之間的效率差別：可以看出，CoolMOSpFD7在整個負(fù)載范圍內(nèi)具有明顯的效率優(yōu)勢。這兩種技術(shù)之間的效率差別在輕載情況下變得更大，但隨電流的增大而變小。這是因為，雖然Coss滯回?fù)p耗對MOSFET總損耗的影響與負(fù)載無關(guān)，但傳導(dǎo)損耗卻與負(fù)載有關(guān)。因此，在輕載情況下，Coss滯回?fù)p耗較小的MOSFET，效率所受的影響更加明顯。

圖4：CoolMOSp7與CoolMOSpFD7之間的效率差別。

現(xiàn)在從殼溫的角度考慮最關(guān)鍵的工作點，如前所述，即滿載、低輸入電壓（90Vac）的情況，CoolMOSpFD7在該工作點下的效率可以提升0.34%，這可使MOSFET殼溫降低5℃，從而降低適配器外殼過熱的風(fēng)險。效率提高帶來的另一個結(jié)果如圖5所示。圖中繪出了假設(shè)適配器外殼最高溫度為70℃時，CoolMOSpFD7和p7所能達(dá)到的功率密度極限。由于效率提高，pFD7可將最高功率密度極限提高到20W/in3以上，比p7提高1.8W/in3。

圖5：通過CoolMOSpFD7實現(xiàn)的功率密度提升。

600VCoolMOSpFD7

如前文所述，Coss滯回?fù)p耗對適配器應(yīng)用的效率乃至功率密度都有顯著影響。600VCoolMOSpFD7的Coss滯回?fù)p耗降低，因而效率更高。此外，由于它面向的是消費類市場，所以它的價格已針對該市場進(jìn)行了調(diào)整。